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1DC/AC逆变器的发展背景现代电力电子技术的发展方向,是从以低频处理问题为主的传统电力电子学,向以高频技术处理问题为主的现代的电力电子学方向转变。电力电子技术起始于二十世纪五十年代末六十年代初的硅整流器件,其发展先后经历了整流器时代、逆变器时代和变频器时代。DC-AC逆变理论和技术也在不断进步中。一般认为,DC-AC逆变器的发展可以分为如下两个阶段:1956-1980年为传统发展阶段。这个阶段的特点是:开关器件以低速器件为主,逆变器的开关频率较低,波形改善以多重叠加为主,体积重量较大,逆变效率低。正弦波逆变器开始出现。1960年以后,人们注意到改善逆变器波形的重要性,并开始进行研究。这期间的1963年,“消除特定谐波法”,为后来的优化PWM法奠定了基础,以实现特定的优化目标,如谐波最小、效率最优、转矩脉动最小等。1980年到现在为高频化新技术阶段。20世纪70年代后期,可关断晶闸管GTO、电力晶体管GTR及其模块相继实用化。80年代以来,电力电子技术与微电子技术相结合,产生了多种高频化的全控器件,并得到了迅速发展,如功4:..率场效应晶体管PowerMOSFET,绝缘门极晶体管IGT或IGST,静电感应晶体管SIT,静电感应晶闸管SITH、场控晶闸管MCT,MOS晶体管MGT、IEGT以及IGCT等。这就使电力电子技术由传统发展时代进入到高频化时代。在这个时代,具有小型化和高性能特点的新逆变技术层出不穷,特别是脉宽调制波形改善技术得到了飞速的发展。这个阶段的特点是:开关器件以高速器件为主,逆变器的开关频率较高,波形改善以PWM法为主,体积重量较小,逆变效率高。正弦波逆变器技术发展日趋完善。今后,随着工业和科学技术的发展,对电能质量的要求将越来越高,包括市电电网在内的原始电能的质量可能满足不了设备的要求,必须经过电力电子装置变换后才能使用,而DC/AC逆变技术在这种变换中将起到重要的作用。(1)大功率开关器件的研发大功率开关器件及其应用技术是现代逆变技术发展的基础,大功率开关器件的发展进程。主要表现在以下几个方面:①从强迫关断发展到自关断;②从中、小容量发展到大容量、超大容量;③开关频率从几kHz发展到近100MHz;④向集成化、多功能化的发展方向。目前,MOSFET、IGBT、GTO、GTR等在逆变电路的开关器件的选用中占有优先地位,但SIT、SITH、MCT等新型开关器件正在研发和推广,必将取代MOSFET、IGBT、GTO、GTR等。(2)提高逆变器的变换效率。提高逆变器的变换效率,即降低逆变器的损耗。逆变器的损耗主要包括开关损耗和驱动损耗。驱动损耗是由功率开关管的栅极特性决定的,而开关损耗是由功率开关管的控制方式决定。开关损耗是电压与电流波形的交叠而产生的,它随开关频率的提高而急剧增加。当前,技术人员投入大量精力对软开关控制方式和软开关电路进行研究和实践,其目的之一就是要提高逆变器的变换效率,按控制方式,软开关技术可分为脉冲宽度调制、:新型的软开关控制方式;适用于不同软开关控制方式的控制电路的集成化;变换效率高的新型软开关电路。(3)提高逆变器的工作可靠性和电磁兼容性。5:..,以单相全桥式为例。DC/AC逆变有四种工作状态,如图2-1所示。当处于正半波逆变时,状态如图所示,开关管T2截止,T4导通,开关管Tl输入为正弦脉宽调制(SPWM)信号,当T1导通时,T3截止;当开关管Tl截止时,T3导通,状态如图2-1(b)所示,电流流经负载,T4、T3形成回路,滤波电感释放能量。当处于负半波逆变时,开关管T4截止,T2导通,开关管T3输入为SPWM信号,当开关管T3导通时,Tl截止,状态如图2-1(c)所示;当开关管T3截止时,Tl导通,状态如图2-1(d)所示,电流流经负载,Tl、T2形成回路,滤波电感释放能量,从而实现DC/AC逆变。2-1DC/-1DC/:..所谓脉宽调制(PulseWidthModulationPWM)技术,就是在周期不变的条件下,改变脉冲波形的宽度(占空比)。PWM技术是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术,广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。PWM控制技术一直是逆变技术的核心技术之一。采用PWM方式构成的变换器,其输入为固定不变的直流电压,可以通过PWM技术在同一变换器中既实现调压又实现恒频。这种变换器,简化了主回路和控制回路的结构,因而体积小、重量轻、可靠性高,又因为它集调压、恒频于一身,所以调节速度快、系统的动态响应好,此外,采用PWM技术不仅能提供较好的变换器输出电压和电流波形,而且提高了变换器对交流电网的功率因素。:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同。低频段非常接近,仅在高频段略有差异。用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,正弦半波N等分,看成N个相连的脉冲序列,宽度相等,但幅值不等;用矩形脉冲代替,等幅,不等宽,中点重合,面积(冲量)相等,宽度按正弦规律变化。(如图2-2)根据面积等效原理,PWM波形和正弦半波是等效的,这就是PWM波形。对于正弦波的负半周期,也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形也称SPWM波形。2--2PWMsinewaveinsteadofhalf-wave7:..等幅PWM波和不等幅PWM波:由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波。输入电源是交流,得到不等幅PWM波。。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,目前实用的几乎都是电压型。而其控制方法分为计算法和调制法。(1)计算法是根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形。计算法的缺点是:繁琐,当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时,结果都要变化。(2)调制法是输出波形作调制信号,进行调制得到期望的PWM波;通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波应用最多,其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化的调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正比于信号波幅值的脉冲,符合PWM的要求。调制信号波为正弦波时,得到的就是SPWM波;调制信号不是正弦波,而是其他所需波形时,也能得到等效的PWM波。实际应用时主要是调制法,这里以单相桥式PWM逆变电路(如图2-4)为例来介绍其原理。结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:设负载为阻感负载,工作时V1和V2通断互补,V3和V4通断也互补。控制规律:uo正半周,V1通、V2断,V3和V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1和V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0,负载电流为负区间,io为负,实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3和VD1续流,uo=0,uo总可得到Ud和零两种电平。uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3和V4交替通断,uo可得-Ud和零两种电平。8:..2--3Single-phasebridgePWMinvertercircuit以单极性PWM控制方式(单相桥逆变)为例如图2-3:在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。ur正半周,V1保持通,V2保持断,当ur>uc时使V4通,V3断,uo=Ud,当ur<uc时使V4断,V3通,uo=0。ur负半周,V1保持断,V2保持通,当ur<uc时使V3通,V4断,uo=-Ud,当ur>uc时使V3断,V4通,uo=0,虚线uof表示uo的基波分量。波形见图2-4。图2-4单极性PWM控制方式波形9:..-4unipolarPWMcontrolmodewaveform除此之外,单项桥式电路还可采用双极性调制。由于对于开关器件通断控制的规律不同,它们的输出波形也有较大的差别。,为下文的小功率光伏逆变器的设计作为理论基础。(1)方波逆变器主要有推挽式、全桥式电路结构。推挽式方波逆变器由推挽逆变器、交流调压开关和输出滤波器构成。如图所示:推挽式方波逆变器主要是通过调节逆变器输出电压脉宽来实现调压功能的。一种调压方法是调节功率开关S1、S2驱动信号占空比,从而改变输出电压Uab即Ucd的脉宽,如图2-5所示。但这种调压方法存在明显缺点,即感性负载储能回馈到电网时,变压器T副边绕组感应有阴影部分电压,这部分电压随感性负载电感分量加大而加宽,纯电感负载时有效脉宽调节范围为0-Ts/2,而纯电阻负载时有效脉宽调节范围为0-Ts/4。另一种调压方法是在变压器副边与输出交流滤波器之间加交流调压开关Ss,调节功率开关Ss驱动信号占空比,即可调节输出矩形波脉宽,交流开关将力一波电压变成脉宽可调的矩形波电压。桥式方波逆变器电路拓扑及其原理波形如图2-6所示。改变功率开关驱动信号相位,即可得到矩形波输出电压,调节a角可实现输出电压的稳定。方波逆变器电路的特点为:工频变压器体积、重量大,推挽式原边绕组利用率低,桥式绕组利用率高;输出四阶交流滤波器体积、重量大,位于功率通道的Lf1和Cf1有较大的损耗;对于电网电压和负载的波动,系统动态响应特性差;变压器和输出滤波电感产生的音频噪音大;推挽式电路拓扑简洁,功率开关电压应力高(2Ui),适用于输入电压逆变场合。桥式电路功率开关数多,开关电压应力低(Ui),适用于高输入电压逆变场合。10:..S1S1S2S2S3UabUab无交流开关时原理波形有交流开关时原理波形2--5push-pullinvertercircuittopologyandtheprincipleofwave11:..S1ttS2tS3tS4Uabt2--6bridgesquarewaveinvertercircuittopologyandtheprincipleofwave(2)阶梯波合成逆变器为了减小方波逆变器输出波形谐波含量,可采用DC/DC变换器和阶梯波合成逆变器级联式电路结构,如图所示。阶梯波的阶高按正弦规律变化,如果每个周期阶梯波的阶梯数为2N,则需要N台单相逆变器或N/3台三相逆变器。每个单相功率电路相同,可采用推挽、桥式或三相桥式电路。大功率逆变器阶梯波合成常用的方法是移相迭加法,即将N个依次相移/N、不同幅值的方波或矩形波迭加合成,最大限度地将某些低次谐波互相抵消,使合成波的谐波含量最小。因此,梯波合成逆变器又称为应用“谐波抵消”(ancellation)的逆变器。每相输出变压器变比和绕组的联接方式由“谐波抵消”理论确定,N=6时变压器绕组联接方式及阶梯波合成波形。阶梯波合成逆变器电路的特点为:工频变压器体积、重量大,产生的音频噪音大;输出电压谐波含量很小,输出交流滤波器体积重量小;对于电网电压和负载的波动,系统动态响应特性好;输出滤波电感产生的音频噪声得到改善;电路拓扑复杂,功率开关数目多;逆变电路本身无调压功能,输出电压调节只能由由前级DC/DC变换器来实现;整机体积、重量仍较大。(3)正弦脉宽调制SPWM逆变器将正弦波(调制波)与高频载波(三角波)相交生成的正弦脉宽调制信号用来控制驱动逆变桥功率开关,便可得到脉宽宽度按正弦规律分布的SPWM波Uab,12:..分为单极性和双极性正弦脉宽调制波。正弦脉宽调制SPWM逆变器电路的特点为:变压器仍工作在工频,体积大且笨重,体积与重量仅和输出电压频率有关,与逆变器开关频率无关,提高逆变器开关频率并不能减小变压器体积和重量;输出滤波器体积、重量小;对于输入电压和负载的波动,系统的动态响应特性好;变压器和输出滤波电感产生的音频噪音得到改善;功率器件开关频率高,开关损耗增加,降低了系统变换效率。在低频环节DC/AC逆变技术中,由于工频变压器的体积和逆变器的开关频率无关,只和输出电压的频率有关。为克服此缺点,必须采用高频环节逆变技术。,克服了频环节逆变技术的缺点,显著提高了逆变器特性。按照功率传输方向,高频环节逆变技术可分为单向型(UnidirectionalPowerFlowMode)和双向型(Bi-directionalPowerFlowMode)两类;按照功率变换器类型,高频环节逆变技术可分为电压源(VoltageMode或BuckMode)和电流源(CurrentMode或Buck-BoostMode)两类。必须强调的是,这里的Buck、Buck-BoostMode已不再是传统意义上完整的Buck、Buck-BoostMode变换器。(1)电压源高频环节逆变技术单向电压源高频环节逆变技术(如图2-7)。在直流电源和逆变器之间加入一级高频电气隔离DC/DC变换器,使用高频变压器实现电压比调整和电气隔离,省掉了体积庞大且笨重的工频输出变压器,降低了音频噪音。单向电压源高频环节逆变器,如图所示。该电路结构具有单向功率流、三级功率变换(DC/HFAC/DC/LFAC)、变换效率和可靠性不够理想、但应用较广泛等特点。直交流流电负源载变压高频逆变器器或整电感电容或电容滤波PWM逆滤波器储能流变器式变器压器13:..2--7one-wayhigh-frequencylinkvoltagesourceinverter针对单向电压源高频环节逆变器,各国学者提出了多种控制策略或改进。其中相控谐振式单向电压源高频环节逆变器,使得功率器件实现了软开关,降低了开关损耗和系统的电磁干扰EMI。但该电路拓扑十分复杂,降低了系统变换效率和可靠性。双向电压源高频环节逆变技术。双向电压源高