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1 引言
在国内，低压通信电源较成熟，高压开关电源尚处于研究阶段。一般大功率直流开关电源输入多采用220 V 交流
电网，为降低对电网的谐波污染，提高输入端功率因数，一般要经过PFC 级整流，然后将 PFC 级输出电压送入 DC/DC
级进行变换。但高压直流开关电源输出电压较大，会对DC/DC 级产生较大影响。
此处研制的高压直流开关电源采用两级变换装置，前级220 V 交流经过不控整流和 APFC 得到 380 V 稳定直流。后
级选择在初级加箝位二极管的改进型 ZVS 移相全桥变换器，经过变压器变压和隔离，采用全桥不控整流和LC 滤波，最
终得到精密的 240 V 直流输出。设计了控制系统，选择合理的参数提高开关电源性能，并通过实验验证了设计的可行
性和有效性。
2 主电路的设计
有源功率因数校正电路
APFC 采用全控开关器件构成的开关电路对输入电流波形进行控制，使输入电流成为与电源电压同相的正弦波，功
率因数高达 ,从而彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。此处采用软开关单相APFC,其主电路如
图 1 所示。
APFC 软开关电路
图 1 中，为了让主开关管 VQ 实现 ZVS,引入了辅助开关管 VQx,在每一次 VQ 需要进行状态转换前，先导通 VQx,使辅
助电路谐振，为 VQ 创造软开关条件。VQ 完成状态转换后，尽快关断 VQx,使辅助电路停止谐振，电路重新以常规 PWM
方式运行。
APFC 软开关谐振参数的选取
软开关 APFC 电路中一个重要参数就是谐振电感 可由二极管 VDR 的反向恢复时间 tVDR 来估算，取谐振电感
电流 iL1 上升时间 tr=3tVD R,则最大电流上升率可确定为：
di/dt=ILmax/(3tVDR> (1>
式中：ILmax 为最大电感电流。
L1 的表达式为： : .
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L1=Uo/(di/dt> (2>
式中：Uo 为 APFC 输出电压。
实际选取 L1=5μH.
ZVS 移相全桥变换器
ZVS 移相全桥变换器充分利用主电路寄生参数，如开关器件的寄生电容、变压器漏感和线路电感等来实现软开关。
DC/DC 级选用初级加箝位二极管的改进型 ZVS 全桥变换器，如图 2 所示。变换器在一个开关周期有 18 种开关模态，其
工作波形如图 3 所示。
移相全桥 ZVS 的实现
开关管零电压关断的原因是由于存在结电容，导致两端电压不能突变。零电压开通则需要足够的能量给将要开通
的开关管结电容放电，给关断的开关管结电容充电，同时还要抽走变压器初级绕组中寄生电容CTR 中的电荷。对于超
前桥臂，该能量由谐振电感 Lr 和折算到初级的滤波电感 Lf 串联共同提供，Lf 很大，所以容易实现
臂，由于此时变压器次级被短路，能量仅由 Lr 提供，所以滞后桥臂实现 ZVS 较困难。特别是负载很轻时，Lr 中的能量
不够完成结电容的充放电转换， ZVS,必须使 Lr 取值较大。
次级占空比丢失问题 : .
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次级占空比 Ds 小于初级占空比 Dp,其差值即为次级占空比丢失，即 Dlose=Dp- ip
由正向(或负向>变化到负向(或正向>，负载电流需要一段时间，即为图 3 中的[t3~t6]和[t12~t15].在这段时间内，虽
然初级有电压，但 ip 不足以提供负载电流，次级整流管全部导通，变压器初、次级短路，负载处于续流阶段，整流输
出为零。这样次级就丢失了[t3~t6]和[t12~t15]这两段时间的方波电压，它与开关周期Ts 的比值即为
Dloss,Dloss=(t3,6+t12,15>/Ts=2t3,6/Ts,其中 t3,6=Lr[ILf(t3>-ILf(t6>/K]/Uin,则可得：
Dloss=2Lr[ILf(t3>-ILf(t6>/K]/(UinTs> (3>
由式(3>可知，Dloss 与 Lr 和 iLf 成正比，与 Uin 和变压器变比 K 成反比。因此，Lr 的值需权衡取值，既要在尽
可能宽的范围内保证软开关，又不能太大，以免造成较大的占空比丢失。
谐振电感的选取
滞后桥臂要实现 ZVS,Lr 必须满足：
式中：I 为滞后开关管关断时 ip 的大小。Coss 为开关管在 Uin 时的输出电容。
选择在 1/3 负载以上实现滞后桥臂软开关，要求输出滤波电感电流的最大脉动量△ILf为最大输出电流的 20%,
则：
I=(Io/3+△ILf/2>/K= A (5>
由式(4>可求出 Lr>19μ H,实际选择 20μ H.
次级整流桥输出寄生振荡的抑制
ZVS 移相全桥变换器输出整流二极管都未工作在软开关状态，存在反向恢复的过程。在输出整流二极管换流时，
Lr(包括变压器漏感>和整流桥二极管的结电容及变压器寄生电容之间会发生谐振，使整流桥输出产生寄生振荡和电压
尖峰。此处通过初级加箝位二极管来解决这一突出问题。为详细说明箝位二极管的抑制作用，针对图3 中 t∈[t7,t8]
这一模态进行分析：在 t7 时刻，由于 Lr 与 CVDR1 和 CVDR4 谐振工作，使得两者的电压上升至 Uin/K,此时 uBC 上升至
Uin,C 点电位变为零，箝位管 VDVQ2 导通，将 uBC 箝位在 Uin,则 CVDR1 和 CVDR4 的电压被箝位在 Uin /K,防止其电压继
续上升，从而消除了整流桥的振荡尖峰和二极管反向恢复造成的损耗。此时，iLr=-I4,ip=iLr+ t8 时刻，
iVD VQ2 线性下降至零，VDVQ2 自然关断，模态结束。
变压器初级直流分量的抑制
实际电路中，开关管的开关速度或导通压降不同或开关管的驱动信号不一致时，功率转换电路便工作在不平衡状
态。此时磁通变化幅度不相同，工作区域将偏向一个象限，引起磁芯单向饱和并产生过大的ip,从而导致开关管的损
坏，最终使变换器不能正常工作。为了让全桥变换电路更可靠的工作，抑制变压器初级电压的直流分量采用变压器初
级串接隔直电容 和输出滤波电感折算到初级的电感值形成串联谐振网络，谐振频率表达式如下： : .
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折算到变压器初级的滤波电感值 LLf= Cb 充放电呈线性化，fT 必须远小于变换器的开关频率 fs,
取 fr=,由式(6>，LLf=K2Lf 及 fr= 可求得 Cb= F,实际取两个 1μ F/400 V 的云母电容并联。
3 控制系统的设计
APFC 控制方案
APFC 控制采用平均电流法，系统框图见图 、电压双闭环控制，电流环使输入电流更接近正弦波，电压
环使 APFC 输出电压稳定。
此处通过 APFC 控制器 UCC3818 实现双环控制，其输出的 PWM 脉冲可直接驱动开关管。双环调节器如图5 所示。
通过计算电压、电流环增益和穿越频率即可确定相应PI 参数，实际设计参数为：Ru=56 kΩ ，
Cu1= F,Cu2= F,Ri=16 kΩ ，Ci1 =Ci2= nF.
ZVS 全桥变换器控制方案
DC/DC 级采用单电压环控制模式，并在电压环基础上加上了限流环，正常情况下限流环不工作，只由电压环控制输
出电压，一旦输出电流超过限流值，就由限流环工作，通过减小输出电压将输出电流稳定在限流值上。该控制通过
UCC3895 芯片实现，控制系统框图如图 6 所示。
: .
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选择超前-滞后补偿网络实现控制，与一般滞后补偿网络相比，该网络增加了微分环节，提高了控制系统的动态性
能。具体环节如图 7 所示。
补偿网络的传递函数 Gc(s>={(1+sR2C1>[1+s(R1+R3>C3]}/{[sR1(C1+C2>][1+sR2C1C2/(C1+C2>](1+sR3C3>}.
对 ZVS 移相全桥变换器进行小信号建模并采用零极点补偿法对参数进行设计，实际所选参数为：R1=91 kΩ ，
R2= kΩ ，R3=2 kΩ ，C1= F,C2= F,C3=1μ F.
4 实验结果
为验证高压直流开关电源主电路结构和控制方案的可行性， kW 的实验样机。主要电路参数：APFC
部分为交流 220 V 输入，输出直流电压 380 V:ZVS 全桥变换器部分，输出直流电压 240 V,输出电流 10 A,主功率开关
管 VQ1~VQ4 为 IXFX48N60P(48 A/600 V>。输出整流二极管 VDR1~VDR4 为 DSEI30-10A,箝位二极管 VDs1 和 VDs2 为
DSEI30-06A,变压器初次级匝比为 ,输出滤波电感 Lf=300μ H,输出滤波电容值 Cf=56μ Fx8,开关频率 fs=80 kHz.
图 8a 为 APFC 主开关管在 1/3 负载时波形，其实现了软开关。图 8b 为 APFC 输出电压突加半载时的波形，由图可
知，其性能较好。由 1/3 负载下所测波形可知，超前、(半载>变压器次级及整流桥输出电压波
形可知，不加箝位二极管电压尖峰超过正常值两倍以上，添加箝位二极管后电压尖峰几乎被消除，解决了整流桥输出
寄生振荡问题。可见，DC/DC 级控制系统设计较合理，超前，滞后补偿环节提高了系统的动态性能。
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5 结论
研制了两级结构高压直流开关电源，前级采用单相有源软开关PFC,提高功率因数，合理设计谐振参数可实现软开
关，降低开关损耗。控制部分采用 PI 调节器，具有较好性能。后级选择在初级加箝位二极管的改进型ZVS 全桥变换
器，实验结果证明该电路结构能够有效抑制次级整流桥输出振荡和电压尖峰，减少损耗。该方法简单，实用性较强。
控制系统进行方案选择，PID 参数合理设计，提高了高压直流开关电源的动、静态性能。