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设计电源时，工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS电流的情况下: .
设计电源时，工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS电流的情况下，比如转换器在非连续导电模式(DCM)下工作时，若选择Rds(on)较小的MOSFET，芯片尺寸就会较大，从而输入电容也较大。
也就是说，导通损耗的减小将会造成较大的输入电容和控制器较大的功耗。当开关频率提高时，问题将变得更为棘手。
MOSFET导通和关断时的典型栅电流
图1MOSFET导通和关断时的典型栅电流
CgdS
图2MOSFET中的寄生电容
'I
图3典型MOSFET的栅电荷
NCP1WT
图4基于专用控制器的简单QR转换器
图5ZVS技术消除米勒效应
MOSFE导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间，流经控制器Vcc引脚的峰值电流对Vcc充电；在关断期间，存储的电流流向芯片的接地端。如果
在相应的面积上积分，即进行篿gate(t)dt，则可得到驱动晶体管的栅电荷Qg。将其乘以开关频率Fsw,就可得到由控制器Vcc提供的平均电流。因此，控制器上的总开关功率(击穿损耗不计)为：
Pdrv=FswxQgXVcc(1)如果使用开关速度为100kHz的12V控制器驱动栅电荷为100nC的MOSFET驱动器的功耗即为100nCX100kHzX12V=10mX12V=120mWMOSFE的物理结构中有多种寄生单元，其中电容的作用十分关键，如图2所示。产品数据表中的三个参数采取如下定义：当源-漏极短路时，令Ciss=Cgs+Cgd；当栅-源极短路时，令Coss=Cds+Cgd；Crss=Cgd。
驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt的电压V施加到电容C上时(如驱动器的输出电压)，将会增大电容内的电流：
I=CXdV/dt⑵因此，向MOSFE施加电压时，将产生输入电流Igate=11+12，如图2所示。在右侧电压节点上利用式(2)，可得到：
I1=Cgdxd(Vgs-Vds)/dt=Cgdx(dVgs/dt-dVds/dt)(3)I2=CgsXd(Vgs/dt)⑷如果在MOSFE上施加栅-源电压Vgs，其漏-源电压Vds就会下降(即使是呈非线性下降)。因此，可以将连接这两个电压的负增益定义为：
VgsVds/Av=-(5)将式⑸代入式⑶和式⑷中，并分解dVgs/dt，可得：
Vgs)=CgdxdVgs/dtX(1-Av)Vds/I仁CgdXdVgs/dtX(1-(6)在转换(导通或关断)过程中，栅-源极的总等效电容Ceq为：
Igate=(CgdX(1-Av)+Cgs)XdVgs/dt=CeqXdVgs/dt(7)式中(1-Av)这一项被称作米勒效应，它描述了电子器件中输出和输入之间的电容反馈。当栅-漏电压接近于零