文档介绍：最近这几年充电模块是热门，、10kW到后面的15kW、20kW，功率等级不断的提高。市场上的充电模块绝大部分都是三相输入，PFC部分也基本都是采用的三相无中线VIENNA结构的拓扑。借这次技术分享的机会，分享一下个人对「工作
U和V点电压为0,W点电压为+400V;
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④POP工作模式
U和W点电压为+400V,V点电压为0,该工作模式只给C1进行充电;
当然，这只是在0〜30度扇区的工作状态。其实在整个工频周期，是有25个工作状态的。
ONO和POP这两种工作模式只给C1或C2充电的状态对后面母线电压均压起决定性的作用。
我们知道，DSP的PWM模块的载波方式不能改变，一般是无法使DSP产生幅值相同、
相移180度的载波时基可以用正负半周不同方式实现，具体实现方式如下：
在正半周的时候跟CMPR+比较，在负半周的时候跟CMPR-比较。正半周的时候低有效，负半周的时候高有效。这样就可以产生180度的相移了其中CMPR-是PI计算出来的值，而CMPR+二PRD-CMPR-
三、控制模式
我们知道，这种控制电路一般采取双环的控制方式，即电压外环+电流内环。电压外环得到稳定的输出直流电压，供后级电路的使用（如ThreeLevelLLCPSInterleaveLLCPSFB
等），电流内环得到接近正弦的输入电流，满足THD和PF值的要求。
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其实数字控制无非就是把模拟的方案转换为数字的运算，其中最经典可以参考TI的
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UC3854，利用它的控制思想来实现数字化。
PFC母线输出电压经过采样和滤波，由DSP的ADC采样到DSP内部，与电压给定信
号进行比较产生误差后经过Gvc⑸补偿后输出一个A信号然后通过乘法器与交流AC电压相乘得到电流的给定信号，正是该乘法器的作用才能保证输入电压电流同相位,使电源输入端的PF值接近1；
将采样的电感电流波形与电流给定进行比较得出误差，经过Gic⑸补偿器进行补偿后得到电流环的输出值，该值直接与三角波进行调制，得到PWM波形，控制电压和电流；大致的控制框图可以用下图来简化表示；
其中：
・Gcv(s)电压环的补偿函数
・Gci(s)为电流环的补偿函数
・Hi⑸为电流环采样函数
・Hv(s)为电压环采样函数
・Gigd(s)为电感电流对占空比D的函数
四、控制地AGND的选择
在传统的单相有桥PFC中，一般把PFC电容的负极作为控制AGND，因为该点的电压
通过整流桥跟输入的L、N相连。
口当输入为正半周时，AGND为整流桥钳位在N线;
口当输入为负半周时,AGND被整流桥钳位在L线；
所以母线电容的负极地AGND（相当于PE）是一个工频的变化，由于输入一般都是50Hz的交流电，所以相对还是比较稳定的，可以作为控制电路的控制地。
但是相比较ViennaPFC就不一样了，母线电容的中点相对与工频电压中点（PE）是一个开关级的
5电平高频变动的电平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（这里的Vo代表母线电压的一半，典型值400V），如果以如此大的高频波动去作为控制地的话，那么噪声和共模干扰就会非常大，可能会导致采样电压和驱动不准确，严重影响到电路的可靠性。
由于电容中点的高频变化不能作为控制地那怎么办？我们是否可以人为的构建一个虚拟的地来作为控制地AGND?
我们可以采用在三相输入之间通过分压电阻相连，采用Y型接法来产生虚拟地作为控制地。不过构建了这个控制地后，那么其他所有的采样、驱动都要以差分和隔离的方式相对于这个控制地来工作。
采用这种方法，是不是完美的把电容中点O与控制地AGND分开了，避免了高频剧烈变动带来的干扰。
五、母线均压
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我们知道，三相ViennaPFC拓扑的母线电压800V是由两个电容C1和C2串联进行分压，电容中点的电位O由电容的充放电决定，两个电容的电压应该保持均衡以保持真实的三电平运行条件。否则输出电压可能包含不期望的谐波，甚至会影响到电路的完全性。
三相三电平PFC正负母线的均衡度会影响PFC的性能：
输入电流THD
功率开关管和二极管的应力（本身以及后级功率电路）
动态时母线电