基于OFDM技术的短波通信电台研制共9页.doc

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摘要:本文争辩了OFDM调制技术在短波通信中的应用,提出了一个基于OFDM调制的短波通信电台的设计方案并完成了软硬件系统设计。对试验样机的测试结果表明,本系统性能指标能够满足实际要求。
关键词:短波通信;软件无线电;正交频分复用技术
一、引言
短波通信由于具备通信距离远、架设简洁和移动便利等优点被广泛用于无线通信领域。正交频分复用(OFDM)调制方式以其传输速率快、频带利用率高和抗多径力量强等优点越来越受到人们的重视,也开头逐步被应用于短波通信领域,取代原来的单载波调制和非正交多载波调制技术[1]。本文介绍的基于OFDM调制技术的短波通信电台接受了软件无线电的思想,以DSP为把握和运算核心完成对数字信号的OFDM调制和解调。
二、短波通信电台的系统模型与性能参数

短波通信电台的试验样机框图如图1所示,发送端首先通过PC机录入人的语音数据进行语音编码和压缩,然后通过RS-232接口将压缩后的比特数据流传送至数字放射机进行OFDM调制,最终由射频模块将OFDM信号变频到射频频段后发送至无线信道;接收端首先由射频模块接收通过无线信道传来的模拟信号,然后在数字接收机内部将信号恢复成基带信号后进行同步和OFDM解调,最终通过RS-232接口将解调后的比特数据上传到PC机,由其进行解压缩和语音解码将数据恢复成语音数据。
短波电台的系统参数如表1所示,主要性能指标为:
①4QAM调制时,;16QAM时,;
②4QAM调制时接受编码后在信噪比为10dB的AWGN信道中的比特误码率能达到10-5;
③4QAM调制时接受编码后在信噪比为20dB的短波信道(多径信道最大延迟4ms)中的比特误码率能达到10-4。
限于篇幅,下文主要介绍数字放射机和接收机两个中频处理模块的软硬件方案设计,而对射频模块和语音编解码模块不做介绍。
三、数字放射机软、硬件结构
数字放射机的结构框图如图2所示,压缩后的语音数据通过RS-232接口传到放射机,先进行缓冲后送入DSP进行OFDM调制,最终将已调信号上变频到中频后采样。
图2数字放射机的结构框图在数字放射机中我们接受了TI公司的TMSVC5410芯片来完成信号的OFDM调制,该芯片是一款16位定点DSP,片内有64K的16位字节RAM,最高工作时钟可达100MHz。
DSP内部信号处理流程如图3所示,数据进行星座映射(4QAM/16QAM)后插入导频,由于在我们的方案中数据传输接受了帧结构每20个符号为一帧,因此在每帧的第一个符号内需插入时间导频用于接收端的帧同步,同时在全部符号中插入增益导频用于接收端的信号同步和信道估量,时间导频和增益导频的幅度是信号幅度的倍而相位为随机分布。
由于OFDM调制可以等效成一次IDFT,所以已调信号可以表示为:
为了消退多径引起的符号间干扰还需加入循环前缀(CP),实际中循环前缀的长度一般要大于信道的最长延迟时间,最终的输出信号为
为了产生带宽为10kHz、中心频率为512kHz的OFDM信号,有2种方案可供选择:①在DSP中进行OFDM调制时直接产生,,这就意味着OFDM调制时IFFT的点数为16384点,虽然接受这种方法硬件结构比较简洁,但对DSP运算速度要求很高TMSVC5410无法胜任;②在DSP中产生离散采样率为32KHz的OFDM信号(IFFT的点数为512点),然后对其内插和滤波,,最终将其混频到512KHz,实际中为了降低数模转换后的模拟滤波器的设计要求我们接受了256倍的插值,虽然接受这种方案运算量也很大,但是可以接受专用的上变频(DUC)芯片来完成。Harris公司生产的HSP50215是一款单路调制的上变频器件,最大输入数据流为3MHz,输出数据流为52MHz,内部包括32位的可编程载波数字振荡器(NCO)、30位可编程符号定时NCO、256阶可编程整形FIR滤波器,最大内插因子为256完全可以满足我们的设计需要。
四、数字接收机软、硬件结构
数字接收机的设计接受了中频带通采样的软件无线电模型其结构框图如图4,先对输入的中频信号进行带通采样,然后进行混频、低通滤波和下变频等处理恢复出基带信号,最终进行OFDM信号同步、信道估量和解调。

输入信号为中心频率为512kHz、带宽10kHz的窄带信号,为了使得恢复出的OFDM信号与发送信号采样率全都以保证每个子载波对应的实际频率值全都,首先需要获得采样率为32kHz的离散基带信号。有2种方案可供选择:①直接采样,,为了得到所需的基带信号还要进行32倍的抽取,最终再用低通滤波器滤出所需信号,考虑到运算量比较大实现这种方案可以与数字放射机一样接受专用的下变频(DDC)器件(如Harris公司的HSP50214B)来完成;②带通采样,依据带通采样定理和前述缘由采样速率必需为32kHz的整数倍,由于实际中总是存在载波偏差直接用32kHz采样后的信号频谱会产生混叠,故本系统接受的采样率为96kHz,然后通过混频、低通滤波和3倍抽取恢复出所需的基带信号。比较两种方案后我们接受后者,由于该方案不必使用额外的下变频器件,系统结构比较简洁,而且最终的信号处理运算量不是太简单完全可以由DSP来完成。

对于采样后的信号的处理由AD公司SHARK系列的ADSP21160来完成,该芯片是一款32位的双核浮点DSP,片内有250K的16位字节RAM,最高工作时钟可达80MHz。它主要完成信号的预处理即通过混频、滤波和抽取将信号恢复成基带信号、OFDM信号的同步和信道估量,最终星座逆映射恢复出原始信号。
对于一个实际的OFDM系统,假如考虑时间、载波和采样率没有同步的影响以及无线信道对信号的随机衰落,在接收端接收到的信号可以写成:
式中αl,k表示发送信号,nε表示符号偏差,Δf表示载波频率偏差,ξ表示采样率偏差,Hl,k表示信道转移函数,nl,k表示加性高斯白噪声。
为了能够正确恢复出原来的信号,必需先对信号进行同步和信道估量,其中信号同步又分为3个步骤(符号同步、载波同步和采样率同步),同步算法流程如图5所示。
(1)符号同步
符号的同步可以利用每个符号中的循环前缀与信号的相关性,考虑到符号粗同步后还要进行跟踪,所以对于粗同步可以适当放宽对精确性的要求以削减粗同步时的运算量,我们将最大似然方法(ML)[3]加以修改如下:
式中d表示整数时偏估量值,L表示循环前缀的长度,N表示有效符号的长度。
(2)载波同步[4,5]
用子载波间隔()归一化后的载波偏差可以分为整数部分和小数部分。整数偏差的估量可以利用每个OFDM频域符号中的导频信号位置的幅度信息,其估量值可以通过下式获得:
式中Cp表示导频集合,d表示搜寻整数频偏的范围为前后10个子载波间隔。
小数偏差估量和跟踪则利用相邻两个OFDM符号中对应导频位置信号的相位旋转,其估量值可以通过下式获得:
式中Ng是循环前缀长度,N是有效符号长度,α2(φk)是由于频偏导致信号幅度的衰落,当频偏很小时该值近似为1,|Hk|是由于信号经过无线信道导致的幅度衰落。
(3)采样率同步
采样率的偏差同样会引起信号的相位旋转且旋转的大小与子载波号相关,所以它的估量和跟踪也可以利用相邻两个OFDM符号中对应导频位置信号的相位的旋转值,其估量方法见式(6)。由于采样率和载波跟踪都可以归结为信号相位旋转的跟踪,所以实际中只需用一个锁相环来跟踪信号的相位变化。
(4)信道估量
信号经过短波无线信道后会引起幅度和相位的随机衰落,在接收端即使对信号完全同步,假如不进行信道估量仍旧无法回复出正确的信号。通常信道估量方法可以分为2种[6,7,8]:①数据帮助方法,帮助数据可以是导频或训练序列,前者是在每个或每隔若干个调制前的OFDM符号中插入一些导频信号,后者是在每帧或每隔若干帧调制后的OFDM信号的起始处插入肯定长度的训练序列;②盲估量,仅利用接收到的信号来进行信道估量。本文接受了基于导频的信道估量方法,具体算法流程如下:
1)对接收到的导频信号利用下式估量出对应
其中k表示子载波序号,m表示导频序号,L表示插值数目,l=1…m。
3)构建一个特殊的插值滤波器,该滤波器能够保证对信号滤波时保持非零位置处的值不变,用其对进行滤波获得信道的转移函数的估量值。
五、实测信号图形
我们研制的短波通信电台包括两个部分:数字放射机和接收机。
在实际进行性能测试时,我们接受的短波信道模型是DRM标准供应的模型,信道模型和参数设置见文献[9],图6中的短波信道是指该标准供应的第三种信道。图6(a)是经过短波信道后到达接收端的OFDM信号时域波形和频谱,可以看出信号的频谱落在-5~+5kHz范围内且各个子载波的幅度消灭了随机衰落,图6(b)~(d)是同步和信道估量前后一个OFDM符号星座映射图的比较,在星座图中外围一圈是导频,它的能量是信号平均能量的的2倍,假定4QAM调制时单个子载波的平均能量为1则对应导频的幅度为接受16QAM调制时若令原点最近的星座点的幅度与4QAM调制时全都,则此时单个子载波的平均能量为10,所以导频的幅度为同时从图中可以看出接受4QAM调制时,由于AWGN信道的信道转移函数为单位矩阵所以可以不进行信道估量,而在短波信道中假如不进行信道估量则无法恢复出原始信号。当接受16QAM调制时由于星座映射与信号幅度相关所以无论在何种信道下传输都必需进行信道估量。
六、结论
本文提出了一个基于OFDM调制技术的短波通信电台的完整方案,基于该方案的试验样机已完成且各项性能指标均到达要求,我们目前正在改进处理流程和优化算法进一步提高系统整体性能,同时将发送和接收机合为一体成为基于OFDM调制的全双工短波通信电台。