文档介绍：一种有效的反激钳位电路设计方法
0 引言
    单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点,广泛应用于小功率场合。然而,由于漏感影响,反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰,必须用钳位电路加以抑制。由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现,因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。
1 漏感抑制
    变压器的漏感是不可消除的,但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理,对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法,可将漏感控制在初级电感的2%左右。
    设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定,尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀,这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系,耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。
2 RCD钳位电路参数设计
变压器等效模型
    图1为实际变压器的等效电路,励磁电感同理想变压器并联,漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量不能传递到副边,如果不采取措施,漏感将通过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲和振荡,影响电路工作性能,还会引起EMI问题,严重时会烧毁器件,为抑制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路,其拓扑如图2所示。
钳位电路工作原理
    引入RCD钳位电路,目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量,否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计,下面分析其工作原理:
    当S1关断时,漏感Lk释能,D导通,C上电压瞬间充上去,然后D截止,C通过R放电。
实验表明R或C值越小就会这样,R太小,放电就快,C太小很快充满,小到一定程度就会这样回到零。
实验表明,C越大,这儿就越平滑
均是将反射电压吸收了部分
就是反射电压
    1)若C值较大,C上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器能量不能迅速传递到副边,见图3(a);
2)若C值特别大,电压峰值小于副边反射电压,则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近,即钳位电阻变为死负载,一直在消耗磁芯能量,见图3(b);
3)若RC值太小,C上电压很快会降到副边反射电压,故在St开通前,钳位电阻只将成为反激变换器的死负载,消耗变压器的能量,降低效率,见图3(c):
    4)如果RC值取得比较合适,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时,C上能量恰好可以释放完,见图3(d),这种情况钳位效果较好,但电容峰值电压大,器件应力高。
    第2)和第3)种方式是不允许的,而第1)种方式电压变化缓慢,能量不能被迅速传递,第4)种方式电压峰值大,器件应力大。可折衷处理,在第4)种方式基础上增大电容,降低电压峰值,同时调节R,,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,之后RC继续放电至S1下次开通,如图3(e)所示。本人认为此分析清楚地说明RC放电时间常数要大于开关周期,至少要大于截止时间,也就是RC振荡频率小于开关频率。
参数设计
    S1关断时,Lk释能给C充电,R阻值较大,可近似认为Lk与C发生串联谐振,谐振周期为TLC=2π,经过1/4谐振周期,电感电流反向,D截止,这段时间很短。由于D存在反向恢复,电路还会有一个衰减振荡过程,而且是低损的,时间极为短暂,因此叮以忽略其影响。总之,C充电时间是很短的,相对于整个开关周期,可以不考虑。本人认为这讲的极有道理,开关管截止时间里充电过后就要放电,所以在实际实验中如果R太小还没到开关管导通C的电已放完了,故出现了一个平台,这时会消耗反射电压的能量,所以R的取值一定要使C的放电电压在开关管导通时不小于反射电压。在进入到导通时间后C的电压为负值,千万不要认为是某个电压对C反向充电,本人认为是开关管导通后呈现的低电位。
    对于理想的钳位电路工作方式,见图3(e)。S1关断时,漏感释能,电容快速充电至峰值Vcmax,之后RC放电。由于充电过程非常短,可假设RC放电过程持续整个开关周期。
    RC值的确定需按最小输入电压(但有的书上说是按最大值,实际测试表明似乎应是最大值),最大负载,即最大占空比条件工作选取,否则,随着D的增大,副边导通时间也会增加,钳位电容电压波形会出现平台,钳位电路将消耗主励磁电感能量。
    对图3(c)工作方式,峰值电压太大,现考虑降低Vcmax。Vcmax只有最小值限制,必须大于副边反射电压
    可做线性化处理来设定Vcmax,如图4所示,由几何关系得   
    为保证S1开通时,C上电压刚好放到需满足
   
    将(1)式代入(2)式可得