文档介绍：实验四 调频器与鉴频器一、。。。二、实验原理  (4-1)它的总的相角为              (4-2)如果让高频振荡的角频率随某一调制信号的大小而改变,则高频振荡角频率较之未调制时的角频率有一个与调制信号大小成正比的增量。可用下式表示:(4-3)式中ω0为未调制时的角频率,△ω(t)为受调制后的角频率增量。对于调频振荡有两个很重要的指标,即频率偏移和调频指数,前者是指调频振荡频率变化时偏离中心频率的数值,而后者是指频率偏移对调制信号频率的比值,如果调制信号的幅度和形状是上下对称的,并以ωmax和ωmin表示最大和最小角频率偏移,则调颇信号的中心角频率ω0为(4-4)而最大频偏为     (4-5)调频指数为                    (4-6)因为ω(t)是时间的函数,因此巳调振荡的总相角是ω(t)在0一t时间内的积分:(4-7)将式4-3代入式4-7得:(4-8)由此得到:       (4-9)显然,上式包含了中心频率ω0和频率增量mfsinΩt两个部分。如何使一个高频振荡器不仅产生中心频率ω0的振荡,而且还能产生—个随调制信号幅度大小而变化的频率增量呢?我们知道,当变容二极管加反向偏置后,结电容将随偏置电压而变化,它的电容量与所加反向偏置电压有如下关系:(4-10)图4-1 压容特性式中C0—零偏置时的电容量,E—外加反向电压,VD—二极管阀电压,,n—变容管的电容变化指数,对用作调频的超突变结变容管来说,n>,甚至可达到7,这可以在手册上查到。变容管的压容特性见图4-1。如果用代入式(4-10)中,则CD的表达式可表示为         (4-11)式中是静态偏置E0时的结电容;是静态调制系数。如果将变容管接入振荡回路,则振荡器的角频率为(4-12)式中为振荡器的中心频率,当n取2时,从上式可看出能得到线性调制。当然,能否得到线性调制并不简单取决于n值,还与变容管所加反向偏置电压,和变容管串联或并联电阻值以及高频振荡电压的大小有关。图4-2变容管调频振荡器原理图本实验用改进的电容三点式振荡电路,其原理电路如图4-2所示。图中CD,C4,C5,C6,C9,C10,L2和晶体管Q1组成电容三点式振荡电路。R2,R3,W1和稳压管D1给变容管提供直流偏置。R1给变容管一个直流通路。因为频偏的大小取决于调制信号幅度的大小,而于调制频率无关,这样我们可以假定调制信号的频率趋向零。用另一直流稳压电源,使E0=VΩ,测出E0-f曲线,再在曲线上选取线性较好的一段作为工作区。如图4-3所示。图4-3 ,即将幅度受限制的调频信号通过微分网络,产生一个比例于调频信号瞬时频率的包络调制成分。然后使这个幅度变化的调频信号通过幅度解调器,以选出一个比例于ω(t)的信号,由于,一旦ω(t)选出后,△ω(t)就可用减去ω0取得,或使ω(t)通过高通网络滤去ω0项。因此很明显,为了完成频率解调的任务,鉴频器需要一个微分网络,一个幅度检波器和一个高通滤波器。本实验采用的电路如图4-4a所示,图4-4b是它的等效电路。在图中,我们假设电路是对称的,即C20=C21,R15=R16,Kd1=Kd2(Kd为检波器的传输系数),以及初次回路Q值相等,谐振频率相等,于是加到两个检波二极管上的电压分别为当外加信号频率改变时,V1和V2之间的相位将随之改变。由图4-4可看到 VC20=Kd1VD1   VC21=Kd2VD2则               (4-13)因为VR15=VR16,又假定电压方向如高频等效电路所示,可得:(4-14)式中V0为鉴频器输出电压,即(4-15)由于   可得               (4-16)图4-4a鉴频器实验原理图      图4-4b鉴频器等效电路将代入式(4-15)可得(4-17)再将式(4-16)代入(4-17),于是有(4-18)图4-5比例鉴频器的鉴频特性曲线(实线)由式(4-18)可见鉴频器输出电压的大小并不决定于VD1,VD2本身的大小,仅取决于它们的比值,故称比例鉴频器。我们知道相位鉴频器的输出电压为,由此知道比例鉴频器的输出要比相位鉴频器小一半。但比例鉴频器有它的优点,即它具有自限幅作用,就是对寄生调幅有一定的抑制能力。比例鉴频器的自限幅作用可以这样来解释,假定输入信号变大,次级所获得的信号电压也变大,VD1,VD2变大,但由于C22容量较大(10μF),它的充放电时间常数增大,在短时间内