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[日期:-6-27]
来源:电源技术应用 作者:姜德来,张晓峰,吕征宇
[字体:大中小]
0引言
   单端反激式开关电源具有构造简朴、输入输出电气隔离、电压升/降范畴宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等长处,广泛应用于小功率场合。然而,由于漏感影响,反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰,必须用钳位电路加以克制。由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现,因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。
1漏感克制
   变压器的漏感是不可消除的,但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制与否合理,对漏感的影响是很明显的。采用合理的措施,可将漏感控制在初级电感的2%左右。
   设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的拟定,尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀,这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系,耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。
2RCD钳位电路参数设计
   图1为实际变压器的等效电路,励磁电感同抱负变压器并联,漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过抱负变压器耦合到副边,而漏感由于不耦合,能量不能传递到副边,如果不采用措施,漏感将通过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲和振荡,影响电路工作性能,还会引起
EMI问题,严重时会烧毁器件,为克制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路,其拓扑如图2所示。
   引入RCD钳位电路,目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量,否则会减少电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计,下面分析其工作原理:
   
当S1关断时,漏感Lk释能,D导通,C上电压瞬间充上去,然后D截止,C通过R放电。
实验表白R或C值越小就会这样,R太小,放电就快,C太小不久布满,小到一定限度就会这样回到零。
实验表白,C越大,这儿就越平滑
均是将反射电压吸取了部分
就是反射电压
   1)若C值较大,C上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器能量不能迅速传递到副边,见图3(a);此句有道理,由于初级电流下降时次级电流开始上升。
   2)若C值特别大,电压峰值不不小于副边反射电压,则钳位电容上电压将始终保持在副边反射电压附近,即钳位电阻变为死负载,始终在消耗磁芯能量,见图3(b);实验表白R或C值越小就会这样,但不一定会到零,R太小,放电就快,C太小不久布满,小到一定限度就会这样回到零。
3)若RC值太小,C上电压不久会降到副边反射电压,故在St开通前,钳位电阻只将成为反激变换器的死负载,消耗变压器的能量,减少效率,见图3(c):
   4)如果RC值获得比较合适,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时,C上能量正好可以释放完,见图3(d),这种状况钳位效果较好,但电容峰值电压大,器件应力高。
   第2)和第3)种方式是不容许的,而第1)种方式电压变化缓慢,能量不能被迅速传递,第4)种方式电压峰值大,器件应力大。可折衷解决,在第4)种方式基本上增大电容,减少电压峰值,同步调节R,,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,之后RC继续放电至S1下次开通,如图3(e)所示。本人觉得此分析清晰地阐明RC放电时间常数要不小于开关周期,至少要不小于截止时间,也就是RC振荡频率不不小于开关频率。
   S1关断时,Lk释能给C充电,R阻值较大,可近似觉得Lk与C发生串联谐振,谐振周期为
TLC=2π、LkC,通过1/4谐振周期,电感电流反向,D截止,这段时间很短。由于D存在反向恢复,电路还会有一种衰减振荡过程,并且是低损的,时间极为短暂,因此叮以忽视其影响。总之,C充电时间是很短的,相对于整个开关周期,可以不考虑。本人觉得这讲的极有道理,开关管截止时间里充电过后就要放电,因此在实际实验中如果R太小还没到开关管导通C的电已放完了,故浮现了一种平台,这时会消耗反射电压的能量,因此R的取值一定要使C的放电电压在开关管导通时不不不小于反射电压。在进入到导通时间后C的电压为负值,千万不要觉得是某个电压对C反向充电,本人觉得是开关管导通后呈现的低电位。
   对于抱负的钳位电路工作方式,见图3(e)。S1关断时,漏感释能,电容迅速充电至峰值Vcmax,之后RC放电。由于充电过程非常短,可假设RC放电过程持续整个开关周期。
   RC值的拟定需按最小输入电压(但有的书上说是按最大值,实际测试表白似乎应是最大值),最大负载,即最大占空比条件工作选用,否则,随着D的增大,副边导通时间也会增长,钳位电容电压波形会浮现平台,钳位电路将消耗主励磁电感能量。
   对图3(c)工作方式,峰值电压太大,现考虑减少Vcmax。Vcmax只有最小值限制,必须不小于副边反射电压
   
可做线性化解决来设定Vcmax,如图4所示,由几何关系得此公式一时难以理解
   
   为保证S1开通时,C上电压刚好放到需满足
   
   将(1)式代入(2)式可得
这个公式有误,应当是
   对整个周期RC放电过程分析,有
   
   根据能量关系有
   
   式中:Ipk/Lk释能给C的电流峰值将式(1)和式(4)代人式(5),得
同理这公式有错误应是除以LnDon.
   结合式(3),得
应是
   电阻功率选用根据
   
   式中:fs为变换器的工作频率。
3实验分析
   (1±2%)v,输出12V/lA,最大占空比Dmax=,采用UC3842控制,工作于DCM方式,变压器选用CER28A型磁芯,原边匝数为24匝,副边取13匝。
   有关实验波形如图5~图8所示。
   图7显示在副边反射电压点没有浮现平台,阐明成果与理论分析吻合。
4结语
   按照文中简介的措施设计的钳位电路,可以较好地吸取漏感能量,同步不消耗主励磁电感能量。经折衷优化解决,既克制了电容电压峰值,减轻了功率器件的开关应力,又保证了足够电压脉动量,磁芯能量可以迅速、高效地传递,为反激变换器的设计提供了较好的根据。
网上有关人员讨论:
,很有分析的必要,我也曾对此仔细分析过。我再分析一下,你可以按照这个思路自己进行计算。
开关管漏极上的电压由三部分构成:电源电压,反击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压。
吸取电路,一定要让她只吸取漏感冲击电压,而不要对此外电压起作用,那样不仅会增大吸取电阻的承当,还会减少开关电源的效率。
一方面计算吸取电阻的功耗,如果能做到只对漏感能量吸取,-2倍。
*Ls*Ip*Ip*f,f=工作频率,Ls=漏感,Ip关断时的开关管峰值电流,这样算出来的成果是很精确的。
由于吸取电容的另一端是接在正电源上的,因此它的电压只有两部分:反击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压。电压是一种微分波形,也就是电容放电波形,随着放电,电压会越来越低,当开关管的截止期结束时,一定不要让电压下降到反激感应电压如下,否则就会损耗“本体”能量。
再计算吸取元件的数值,电容太小时,漏感能量灌入后,电压会突升的太高,有也许击穿开关管